基于JFET管/BJT管和运放电路设计方案分享
中文摘要
本文整理了我对低噪声JFET管、BJT管的调研结果,以及一些设计方案的测试结果,包括静态工作点设计、电路噪声分析、失调电压调零等具体操作。这里将结果分享出来,以便同行查阅。
文中关于失调电压的分析存在较大缺陷,其他分析也有不完整的地方,欢迎同行指出Bug。
6月20日补充:经测试发现,本文中噪声谱密度的算法有问题,因此实测结果中的噪声分析有很大问题。这里用正确的算法重新测试了这些板卡的指标,并补充在相关章节。
关键词
JFET管BJT管低频低噪声放大器

背景

     在信号测试系统中,前端放大器的噪声水平对整个电路的噪声水平具有决定性的影响。这是因为噪声越靠近电路前端,经过的放大级就越多,在输出电压中的权重就越大。前端放大器可以降低后端噪声的权重,但其自身的噪声会以最高的权重叠加到输入信号中,因此必须使用低噪声的前端放大器,以求控制电路的总噪声水平。

     现有的六位半或八位半万用表中,前端放大电路都是用JFET管+运算放大器的方案实现的。一方面,该电路具有低噪声的特性,可以精确传递或放大待测电压、而不引入额外的噪声;另一方面,该电路的输入阻抗较高,对信号源的要求要低一些。具体来说,JFET管+运算放大器可以将1kHz频率的输入电压噪声控制在1nV/Sqrt(Hz)以内,只有特制的低噪声运放才能做到同等指标(如AD797、LT1128、ADA4528-2这些),而这些运放的输入阻抗只有100kΩ左右,远低于JFET管的典型输入阻抗(一般在1GΩ量级,加静电保护后推测还剩10MΩ左右)。高输入阻抗的运放也是存在的,例如ADA4530-1、AD549、TL062等等,但这些运放的输入电压噪声通常高于10nV/Sqrt(Hz),这里实在无法使用。

     这里用一个例子来说明输入阻抗的影响:假设我们用一只万用表测一个10V的信号源,那么理想的输出值应该是10V。实际上,如果万用表的输入阻抗远大于信号源的内阻,那这个结论基本不变。比如输入阻抗10MΩ,信号源阻抗10kΩ,那么输出电压为10V×10MΩ/(10kΩ+10MΩ)≈10V。而当这个条件不成立时,比如输入阻抗100kΩ,信号源阻抗10kΩ,则输出电压为10V×100kΩ/(100kΩ+10kΩ)≈9.09V。实际测试中一般不会有这么极端的偏差(除非您使用老式的指针万用表),能偏差千分之一就很厉害了,但对六位半以上的高精度万用表,这种水平的偏差仍然不能接受,只好设法提高前端放大器的输入阻抗。

     常见的低噪声JFET管包括IF3601/IF3602、LSK389/2SK389、LSK170/2SK170、2SK240、2SK146、2N5564/2N5565/2N5566等等。实际上这些JFET管并不常见,而且价格高得莫名其妙,但实在是没办法了。根据我的调研,这是因为低噪声JFET管活跃于上世纪90年代,主要跟日本的音响产业绑定,现在已经不流行了,所以可用的选型很少,只有技术保留下来了。

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     在一些特定应用中,人们会用BJT管代替JFET管,制作出BJT管+运算放大器的前端放大电路。这种电路失去了高输入阻抗的特性,但噪声水平可以做到更低,特别是低频噪声会有显著改善。电子学噪声一般分成低频噪声和白噪声,通过转折频率(Knee Frequency)来区分。在转折频率以下,低频噪声是主要噪声,噪声密度与频率成反比关系;在转折频率以上,白噪声是主要噪声,噪声密度基本是恒定值,不随频率改变。转折频率的位置与元件种类有关,一般BJT管的转折频率是10Hz-100Hz,而JFET管的转折频率在1kHz左右。因此,如果信号源的内阻很低(驱动能力很强),并且您很想知道信号源的低频噪声特性,那BJT管+运算放大器就是更合适的方案。

     低噪声的BJT管其实也不太多,典型的像是LM394/LM194、THAT300、MAT02、MAT12等等(我只列举了NPN型的BJT对管)。这些元件中,MAT12还在生产,价格同样令人不敢恭维;THAT300不太清楚,但LM394/LM194和MAT02已经停产了,只能买到存货和拆机件。

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电路结构

     如果您查阅过运算放大器的结构,就会发现运放多半是由一个钻石型的晶体管差分放大前级、多个驱动放大后级组成。其中,差分放大级是整个运放的前端放大器,将输入信号差分放大后传递给后面的放大电路。下图是TI uA741通用运放的内部结构,图中标出了这个钻石型的差分放大电路。

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     记住这个结构后,JFET管+运放和BJT管+运放的电路结构就显得理所当然了。简单的说,这类电路是将外部的JFET管或BJT管做成额外的差分放大级,作为整个运放的前端放大级接入电路。下图是LM394/LM194产品手册中附上的参考电路图,作者用LM394/LM194作为差分放大级,搭建了一个运算放大器。不得不说,National Semiconductor公司诚不欺我。

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基本结构

     从上面的案例出发,不难看出,JFET管+运放和BJT管+运放的放大电路应该具有下面的结构。对比上面的电路可以看出,这是一个基于运放的正相电压放大电路,只是在运放前面加上了JFET管或BJT管组成的差分放大级。注意图中的差分放大级具有反相放大的效果,因此反馈信号接入差分放大级后,应该接入运放的正相输入端。

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     到这里为止,这种电路的基本结构已经没什么要补充的了。但在实际使用中,这类电路还有几个很麻烦的问题,下面会整理我调研到的原因和解决方案。

电流源方案

     实际使用中,人们会把电阻Rs或Re替换成电流源,提高电路的共模抑制比。这个概念是从运放那边引用过来的,对理想运放来说,如果正向输入和反向输入的电压是相等的,那不论电压的绝对值有多大,输出电压都是0;实际的运放并不符合这一要求,会有一个微小的输出电压,这个电压等效到输入端后,就是所谓的共模电压,而共模电压与输入电压绝对值之比就是共模抑制比。举个例子,比如放大倍数1000倍的放大电路在输入端接地时出现了1mV的共模输入电压,那输入端接地时的输出电压就是1mV×1000=1V。

     这个共模电压其实非常碍事。首先,共模电压的不稳定性会引入新的噪声来源,导致前端放大器的噪声水平异常增加;其次,对放大倍数较高的放大电路,共模电压很容易超出输入电压范围(可以用输出电压和供电电压的大小作为判据,接近时就说明超出范围),导致放大电路莫名其妙的饱和。人们研究发现,提高电阻Re或Rs可以提升共模抑制比,降低共模电压,但过高的阻值又会影响电路的静态工作点。综合考虑后,人们选择用电流源替代这里的电阻,因为电流源既具有高阻抗的特性,又不影响静态工作点的设置。电流源的实现方法较多,下面以JFET管+运放的电路为例,展示了两种实现方案,第一种在实际产品中比较常见,第二种是我自己比较喜欢用的方案。

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失调电压补偿方案

     上面提到的失调电压仅仅是一种影响输出电压的机制,除此以外,BJT管或JFET管的配对偏差也会影响输出电压。如果您查阅商品化的JFET对管或BJT对管的产品手册,就会发现手册中标注了两只管子的配对偏差值。对于JFET对管,官方会给出IDSS和VGS(th)的偏差;而对于BJT对管,官方会给出Beta的偏差(我个人认为还应该加上VBE的偏差)。这个偏差也表现为输入端的额外电压,也会让输出电压饱和到供电电压上,导致电路失效。

     针对这个失调电压,首先考虑的应该是提高对管的配对程度,也就是找两只参数一模一样的BJT管或JFET管。根据我的调研,BJT管的配对似乎要容易一点,但JFET管的参数离散型很大,据称根本配不上。出于方便设计的考虑,我跳过了配对的步骤,改成用厂家直销的JFET对管来制作电路。这个主要是指日本的2SK146和2SK240,虽然价格很贵,但其他的JFET对管价格更贵,所以虽然很肉疼,但总之就是这样了。

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     然而,即使是厂家配对的JFET对管,其失调电压仍然不可小觑。根据产品手册,2SK146和2SK240的VGS(th)偏差保证值为20mV,这个数值差不多就是电路的失调电压。这两种JFET管是给音响电路用的,增益似乎都不太大,而且工作在交流频率,失调电压的影响很小;但我强行让这两个元件做出6000倍左右的放大系数,那就很麻烦了。

     根据我的调研,解决失调电压的方法是在JFET管的S脚上串联可调电阻,通过调整电阻来改变实际工作时的VGS,弥补VGS(th)的偏差。我测试后确信这个方法是有效的,但存在调节速度太快的问题,只能粗略调节电路的失调电压,很难严格的调整到完全抵消。

     更精细的调节方法是将输入部分做成加法器,并用补偿电压抵消电路的失调电压。这个电路在高位万用表里很常用,因为非常适合数字控制。加法器电路的输入端包括两只电阻,阻值的比例决定了加法的比例。在JFET管+运放的电路中,补偿电压的电阻应该远大于输入电压的电阻(个人认为至少1000倍以上),以求降低补偿电压引入的噪声。下图是我使用的失调电压补偿电路,可以分成粗补偿电路和精细补偿电路,其中粗补偿电路要将失调电压调整到输入电压范围内,而精细补偿电路要将失调电压尽量调整到0。

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关键指标分析

     上面的JFET管+运放和BJT管+运放电路都是电压放大电路,因此比较关键的指标就是电压放大倍数、输入电压噪声、输入失调电压、带宽等等。这些指标中,电压放大倍数上面已经解释过了,带宽我不会分析,所以这里只整理输入电压噪声和输入失调电压的调研结果。

噪声分析

     上文提到,这个电路可以视为两个级联的放大器,因此其噪声也符合放大器级联的特点。具体来说,电路总噪声与JFET管的噪声、运算放大器的噪声满足下面的关系:

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也就是说,电路的总噪声是JFET管噪声和运放噪声的平方和,但运放噪声要除以JFET管放大级的开环增益。对于JFET管电路,开环增益等于JFET管的gm参数乘以电阻RD,因此电阻RD越高,JFET管部分的开环增益越大,越有助于抑制运放的噪声。但是,电阻RD的阻值不能太高,否则会破坏静态工作点。

     这个电阻的选取有一点主观因素。按照我喜欢用的流程,可以先配置电流源,来决定JFET管静态工作点的电流IDS;然后选择合适的阻值RD,使IDS×RD约为5V。我的供电来源于两块9V方块电池,可以形成±9V的供电,RD上分走5V供电,电流源分走约1.9V供电(电压基准是LM385-1.2,加上BJT管的0.7V导通电压),剩下的电压还比较大,足够JFET管工作在放大区。

     RD和gm的乘积是JFET管的开环增益,这个增益应当比JFET管噪声与运放噪声的比值大5到10倍左右,这样根据上面的公式,运放的噪声就几乎没有影响了。我用的JFET管是2SK146V,电压噪声约为1nV/Sqrt(Hz),gm参数约为40mS,IDSS参数的范围是14mA-30mA;运放是OP07C,电压噪声约为10nV/Sqrt(Hz)。较大的工作电流可以稍微提升gm参数,因此可以将电流源配置为20mA(每只JFET管分到10mA),电阻RD设置为500Ω,对应5V的分压。此时JFET管前级具有500Ω×40mS=20倍的开环增益,超过OP07C电压噪声与2SK146V的电压噪声之比。实际操作中可以把工作电流再设低一点,将电阻RD再提高一点,进一步扩大开环增益。

     分析完JFET管和运放的噪声之后,下一步就要分析外围元件的噪声,这里列举电阻噪声、JFET管供电噪声这几种噪声源,以供后续参考。电阻的噪声包括热噪声和附加噪声,热噪声与电阻值正相关,阻值越大则噪声越大;附加噪声与电阻工艺有关,金属箔电阻、线绕电阻较低,而金属膜电阻、碳膜电阻很高。Vishay公司的技术文章里给了下面一张图,很形象的描述了附加噪声的来源。

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     该电路中,电阻出现在输入端Rin、电压补偿电阻Rcomp、漏极电阻RD、放大电阻R1和R2。其中,Rin、Rcomp、R1和R2的噪声会直接进入JFET管差分放大级的输入端,也就是电路中前端放大器的输入端,因此噪声权重较大;RD则是从前端放大器的输出端进入电路,受到JFET管差分放大级的衰减(衰减比等于开环增益gm×RD)。此外,由于电压噪声在串联的电阻上按比例分配,而电阻Rcomp远大于Rin,电阻R2被我强行设置为远大于R1,因此电阻R2和Rcomp的影响也比较小,只要着重考虑R1和Rin就可以了。

     对于电阻R1,我选择国产的RX70-0.25W精密线绕电阻作为电阻体,并将阻值设为62Ω,此时电阻引入的噪声小于JFET管的噪声水平,不会造成显著影响。绕线电阻容易引入磁噪声,因此我反向并联的两只RX70电阻,以求抵消磁噪声。对于电阻Rin,我还没什么比较有效的办法,目前是将100Ω的金属膜电阻串联到输入端,只从降低阻值的角度降低噪声。金属箔电阻很好,我很想用,但是价格实在太高了,我用不起。

     关于JFET管的供电噪声,从上面的分析可以看出,这个噪声也是叠加到前端放大器的输出端的,会受到电路开环增益的限制。另外,电池一般被视为噪声极低的电压源,用电池供电可以省掉很多麻烦。我用了两块9V方块电池供电,直接跳过了这个问题。

失调电压分析

     很遗憾,这个问题我没能调研到详细的资料,对电路的分析也很不顺利,拿不出什么有效的结论。针对这个问题,我目前是这么理解的:

  • 电路的失调电压来源于JFET管或BJT管的配对偏差,良好的配对应该是可以降低失调电压的。

  • 共模输入电压也会影响电路的失调电压特性,在E脚或S脚直接使用电阻很容易出问题。改成电流源方案后,共模电压似乎已经不影响结果了。

  • JFET管的配对是指参数VGS(th)和参数IDSS的偏差,其中VGS(th)的偏差应当控制在20mV以内,IDSS的偏差应当控制在10%以内。这样似乎能将失调电压控制到可调节的范围内,然后通过调整电阻来抵消。

  • 我不知道参数gm会不会影响配对,也没有做过相关测试。

     虽然不清楚失调电压的详细来源,但调整失调电压的方法仍然是有效的,因此这不妨碍我去制作电路。前文提到的失调电压补偿电路中,粗补偿电路和精细补偿电路都是有效的方法,可以先调整粗补偿电路的可调电阻,将输出电压设置到电源供电范围以内(专业名词是电源轨);然后调整精细补偿电路的可调电阻,将输出电压尽量稳定到0。

     但是,上面的做法还存在很多问题,因此使用效果并不好。比如说,我一般用200kΩ金属膜电阻和2只并联的62Ω RX70-0.25绕线电阻来设置电路增益,对应的闭环增益约为6451。电路的供电略小于±9V,因此输入电压范围只有±1.4mV,失调电压必须控制在这个数值以下。但是,这跟JFET管的配对程度要求偏差太大,直接上电后通常都是直接饱和的。更要命的是,这个电压对粗补偿电路中可调电阻的变化极为敏感,往往旋转半圈不到,就能从正向饱和突变为负向饱和。即使勉强调整到电源轨以内,由于可调电阻的不稳定性(也可能有其他我还不知道的原因),输入电压会出现低频的漂移,比如在30s内缓慢上移20uV,导致精细补偿电路在实际上失效。

测试结果

     下面是我用BJT管和JFET管制作的放大电路,以及对噪声的实际测试结果。这种测试需要用到低噪声数据采集设备,我手上有一只音频信号采集卡,底噪约为100nV/Sqrt(Hz),仅限这次的话是可以使用的,因为整个电路板的增益为6000倍,等效后的噪声约为0.016nV/Sqrt(Hz),低于电路的典型噪声。我预测的典型噪声水平为1nV/Sqrt(Hz),做得到的话还算是比较高的指标。

LM194和MAT02

     LM194和MAT02是BJT对管,封装是完全相同的,因此用同一块电路板就能搞定。我使用的电路板如下图所示(图中的电阻参数都是错误的,这里只选了封装)。

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     这个电路的测试结果如下,可以看出电路在1kHz的噪声约为0.8nV/Sqrt(Hz),已经做到我想要的效果了。但是,这个电路的低频噪声太大了,1Hz的噪声水平约为100nV/Sqrt(Hz),搞得我都不想评价了。附带一提,这个电路的1/f噪声转折频率大约在300Hz左右,Input Volt PSD中黑线从下行变成水平的频率点就是。

     另外,该电路的输入电压的白噪声约为0.3uV P-P(对应4.8kHz的采样率),但在30s内整体漂移了约0.15uV。我不知道电压漂移的原因,但对我来说这已经是很好的指标了,后面的JFET对管有更严重的漂移,多看一眼就要爆炸的那种。

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     令我费解的是,在另一块相同电路板的测试中,1/f转折频率降低到了10Hz左右。我不知道转折频率为什么会降低,可能是元件一致性的问题,也可能是电路元件的差异,或者干脆是测试前的稳定时间长度不一样,暂时也没想到要怎么验证。

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      第一轮测试中的噪声谱密度计算有错误,重新计算后的结果如下图所示。这个电路在1kHz的噪声水平约为2nV/Sqrt(Hz),1/f噪声的转折频率约为300Hz,其中噪声水平比产品手册的标称值略低,说明我的电路做的还不到位。

LM194H-1.png


2SK146

     我用的JFET对管是2SK146V,据说是当年著名的低噪声JFET对管,虽然不清楚当年到底是指哪一年,也不清楚是不是正品。无论如何,这不妨碍我做一下测试,下图是电路的结构和实物图。

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     这个电路的测试结果如下图所示。该电路在1kHz的噪声大概是1.1nV/Sqrt(Hz),算是比较好的结果,但转折频率就有点高了,感觉上有500Hz左右。更要命的是,这个电路的低频抖动相当剧烈,100s内足足漂移了25uV,而且是持续上升,实在让我费解。

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      这个电路的噪声谱密度计算结果也是错误的,我重新测试和计算后,得到的结果如下图所示。测试表明,2SK146V在1kHz的噪声约为6nV/Sqrt(Hz),转折频率也在300Hz左右。这个噪声谱密度跟产品手册的偏差更大,看来我的电路存在很大的问题。

2SK146V-10.png

2SK194

     2SK194是一种类似于2SK146的JFET对管,据说可以相互替代。先不管能不能相互替代,这两个元件的封装相同,所以测试电路也不必大规模修改,改一下电阻和电流源就差不多了。这个电路的实物图如下图所示。

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     测试结果如下图所示,可以看出2SK194的噪声频谱特性与2SK146差不多,但低频漂移明显变小了,30s内只改变了不到2.2uV,还没有明显的漂移趋势,效果比较好。这个电路的白噪声幅度约为0.6uV P-P(采样率4.8kHz),算是比较好的放大电路了。

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      重新测试2SK194的电路板,结果如下图所示。该元件在1kHz的噪声约为4nV/Sqrt(Hz),比2SK146要好,但跟手册标称值还有不少差距。现在感觉JFET管+运放电路的设计更难了。

2SK194L-4.png

2SK162

     2SK162不是JFET对管,而是单独的JFET管,因此必须筛选配对的管子。这个JFET管也能安装在相同的测试电路里,当然也要调整电阻RD和电流源。该电路的实物图如下图所示。

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     该电路的测试结果如下图所示。该元件在1kHz频率点的标称噪声为0.62nV/Sqrt(Hz),实测结果似乎只有1nV/Sqrt(Hz)左右,而且转折频率都延伸到1kHz了。这个元件的漂移也很凶恶,100s内出现了12uV的漂移,20s-40s的时间内还有个明显的鼓包,实在无法理解。

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      该电路板重新测试后的结果如下图所示。可以看出,该电路的噪声约为8nV/Sqrt(Hz),比标称值差了快10倍,感觉后续的设计任务任重而道远。

2SK162K-12.png

2SK170BL

     2SK170和2SK162一样,都是需要先配对再使用的单JFET管。该元件在1kHz的标称噪声约为0.9nV/Sqrt(Hz),比2SK162稍微差一点。该元件的测试电路同上(我重新计算了RD和电流源的数值),实物图如下图所示。

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     该电路的测试结果如下图所示。该元件在1kHz的噪声密度约为1.3nV/Sqrt(Hz),转折频率也有点高,至少有500Hz。最令人费解的是,该元件的失调电压在100s内漂移了70uV,让人完全无法接受。我觉得我没有正确理解JFET管+运放放大电路的漂移特性,这个问题还要仔细考虑。

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      该电路板重新测试后的结果如下图所示。该电路在1kHz测到的噪声约为10nV/Sqrt(Hz),实在是有点大了。

2SK170BL-14.png

3DJ6

     3DJ6是一种国产的单JFET管,我买到了一些78年生产的3DJ6F管,然后做了配对和PCB设计,下图是该电路的实物图。

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     这个元件的测试结果如下图所示,结果本身没什么好说的。毕竟这是78年生产的元件,当时的工艺不可能比得上现代工艺,而且3DJ6的设计初衷就不是用于低噪声放大,做成这样也是没办法的。

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      该元件的测试结果如下图所示,噪声水平似乎比之前的估计值要好,只有40nV/Sqrt(Hz)左右,作为78年生产的元件已经算不错了。

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[修改于 10个月1天前 - 2023/06/20 02:00:49]

+1  学术分    虎哥    2023/10/22 对研究过程和结果进行了深度的分享,展示了模拟电路开发方面的一个良好案例。
来自:仪器与装备 / 仪器仪表
9
 
7
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~~空空如也
ZhengYun
10个月2天前 修改于 10个月2天前 IP:河南
921993

答主可以考虑下Linear System的新品LSK389。手册给的参数很不错。

而且,模拟器件的噪声很吃工艺,越现代的器件、工艺肯定越好。

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qiuzheru1
10个月1天前 IP:瑞士
921995

LSK389应该确实不错,较新生产的SRS SR560里面用的就是LSK389B(替代停产的NPD5564)。

SR560的图纸可以在网上找到,前端基本上就是楼主这篇文章的电路,在The art of electronics第8章也有些讨论,可以参考一下。

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阡陌徘徊
10个月1天前 IP:江苏
922000

ne5532做的输入偏置是不是引入了太大的输入噪声了

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ZhengYun
10个月1天前 IP:河南
922010
引用qiuzheru1发表于2楼的内容
LSK389应该确实不错,较新生产的SRS SR560里面用的就是LSK389B(替代停产的NPD5...

我一直考虑等有空了复刻一个SR550,一直没找到图纸,

请问哪里有SR560的图纸?

万分感谢!

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qiuzheru1
10个月1天前 修改于 10个月0天前 IP:瑞士
922019
引用ZhengYun发表于4楼的内容
我一直考虑等有空了复刻一个SR550,一直没找到图纸,请问哪里有SR560的图纸?万分感谢!

XXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXXX/courses/home/spring2020/407/407_Lab_Instrument_Manuals/SR560-low-noise_amplifier-filter/SR560_w_schematics.pdf

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量子隧道
10个月0天前 IP:广东
922025

绕线电阻容易引入磁噪声,因此我反向并联的两只RX70电阻,以求抵消磁噪声。

绕线电阻反向,并不会改变螺线管绕线的手性吧。那么感应的噪音应该没区别吧。好像正反向都没啥区别的样子。

感觉对于远场磁干扰,反向U形串联两个相同手性绕线的电阻有点帮助的样子。

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研究黑魔法的生菜作者
9个月26天前 修改于 9个月26天前 IP:安徽
922129
引用qiuzheru1发表于2楼的内容
LSK389应该确实不错,较新生产的SRS SR560里面用的就是LSK389B(替代停产的NPD5...

这几天阅读了SRS SR560的电路结构,收益颇多。这里总结一下我对SR560电路的分析结论:

  1. SR560的精细调整电路接入在JFET管放大前级的下一级,而且没有使用运放跟随。这样做会降低精细调整电路引入的额外噪声,因为这一级的噪声占总噪声的权重要低一点。不过我不认为这是必要的,我觉得加法器方案也能有效抑制噪声,实际测试中,剪断加法器电阻也对电路噪声没啥影响。

  2. SR560的粗调整电路用了10Ω固定电阻并联100Ω可调电阻的方式来调整电阻阻值,我也用了这个方案。根据我之前的失败经验,如果直接用可调电阻调整,那输出电压会很不稳定,总是跳到电源轨以外。

  3. 第2点的可调电阻与固定电阻最好是10:1的关系,比例更大的话,可调电阻的调整速度会很不均匀,中间太慢而两侧太快,导致要么调不进电源轨范围,要么急剧从负电源轨跳转到正电源轨、无法稳定在零点上。我之前用过1kΩ的3296可调电位器,在15圈的调整范围内,旋转不到60°就能从负电源轨跳转到正电源轨,实在没办法使用。

  4. SR560在粗调整电路中接入了500Ω的固定电阻,这样可以降低电流源上的分压,可能有助于提升电路稳定性。我前几天尝试了这个修改,但电路的电压波动急剧增加,跟我的预测完全相反。

  5. 我没能看懂SR560的负反馈原理,感觉我的技术水平又不够用了。。。。

手头暂时没有测试图,晚上回家后补充进来。

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bi7lnq
6个月16天前 IP:广东
925816

XXXXXXXXXXXXXXXXXX/jaromir-sukuba/nvm  这哥们直接用的100个运放并联降低噪声。然后去补偿Ib和Vos。

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Ib是在并联之前去补偿的,通过1G电阻。Vos是在并联之后补偿的。

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研究黑魔法的生菜作者
6个月15天前 IP:安徽
925837
引用bi7lnq发表于8楼的内容
XXXXXXXXXXXXXXXXXX/jaromir-sukuba/nvm  这哥们直接用的100个...

感谢分享。

这位小哥的方案有个潜在问题:他使用的运放是MCP6V51,输入阻抗是2.5MΩ||5.2pF,并联100只以后会变成25kΩ||520pF。作为对比,IF3602的输入电容为620pF,已经被吐槽电容太大、测量带宽较小了。另外,25kΩ的输入阻抗也有点小,只能测低内阻的信号源。不过低噪声的信号源必定是低内阻的,否则内阻的热噪声就会破坏低噪声特性,所以并不构成问题。

这里提到的偏置电流Ib补偿我没考虑过,之后我会好好研究一下。


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研究黑魔法的生菜
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1
2023/04/24注册,2个月3天前活动

研究黑魔法的生菜。 会制作一些简单的电路,有一点测试能力,总是试图搞一搞最麻烦的指标。

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